Potencjometr po lewej stronie poniższego obwodu jest tak naprawdę wyjściem potencjometru cyfrowego zaprojektowanego do regulacji głośności audio, więc jego wyjścia są wewnętrznie skonfigurowane do oferowania 64 kroków logarytmicznych, od 0dB do -64db. Nie mogę tego zmienić. Teraz, jak się okazuje, muszę użyć wyjścia do sterowania wzmacniaczem audio, który ma wewnętrzny procesor DSP, który akceptuje 0-3.2 VDC do sterowania jego głośnością. Ten wzmacniacz pobiera obecnie napięcie z potencjometru liniowego, więc wewnętrznie wykonuje własną konwersję liniową na logarytmiczną. Tak więc użycie obwodu pokazanego bez diod, z tylko R11 i R12 używanymi jako prosty dzielnik napięcia do konwersji mojego 0-12 V na zakres 3,2 V, działa, ale odpowiedź jest mniejsza niż idealna. Ponieważ moc wyjściowa mojego potencjometru cyfrowego zwiększa napięcie w krokach co 1 dB, „kroki” stają się słyszalne na poziomie wyjściowym tego wzmacniacza, zwłaszcza gdy osiągane są wyższe poziomy głośności. Muszę więc przekonwertować kroki logarytmiczne na jakieś przybliżenie liniowe, co oznacza, że potrzebuję funkcji anty-log.
Tak więc myślę o przybliżeniu krzywej antylogarytmicznej za pomocą kilku sieci diod, jak pokazano. Zasadniczo napięcie wyjściowe początkowo będzie podążać za napięciem wejściowym, ale następnie będzie rosło stopniowo wolniej w miarę D2, a następnie para D3-D4 zacznie przewodzić. Wydaje się, że działa wystarczająco dobrze, aby regulacja głośności brzmiała bardziej responsywnie, ale jakoś obwód wydaje mi się „hackowaniem”. Czy ktoś może zasugerować bardziej wymowne rozwiązanie, które nie wymaga ogromnej ilości dodatkowych części?
Dodatek ... Po całym dniu prób i błędów z powyższym obwodem, zasilając go liniową rampą i porównując dane wejściowe z wyjściowe, zdecydowałem, że jest zbyt trudny do optymalizacji. Jeżeli maksymalne napięcie odniesienia (12 V powyżej) w ogóle się zmieni, zbyt wiele rezystorów musi się zmienić, aby powielić pożądaną odpowiedź. Ale pod wpływem kaprysu wpadłem na to. Szczerze mówiąc, nie mam pojęcia, czy naprawdę zbliżam się do odpowiedzi antylog (lub log) przy tej konfiguracji, ale bardzo łatwo było „dostroić” pożądaną odpowiedź, o ile maksymalne napięcie wejściowe odniesienia wynosiło co najmniej 2 lub 3X pożądanego wyjścia końcowego maks. Istotą jest to, że gdy wejściowy POT został wyregulowany wyżej, moc wyjściowa stopniowo odbiegałaby od mocy wejściowej, tak że zmiany na wejściu stopniowo miały mniejszy wpływ na moc wyjściową.
Nadal chętnie komentuję, dlaczego wydaje się, że to działa tak dobrze, czy rzeczywiście zbliżam się do nieodwracającej krzywej logu, której szukam, i czy można to zrobić prościej. Ale, jeśli ktoś ma podobny problem, wydaje się, że działa to BARDZO ładnie ... przynajmniej dla moich uszu!
Kolejne uzupełnienie: na korzyść każdego, kto podąża za tym i potrzebuje podobnego obwodu, muszę wskazać, że LM324, mimo że jest powszechnym wyborem dla obwodów OP-AMP z pojedynczym zasilaniem, okazał się złym wyborem dla tego skądinąd dobrego obwód. Powodem jest to, że ten wzmacniacz OP jest oparty na wewnętrznych tranzystorach BJT, a więc tak naprawdę nie może „napędzać” żadnej mocy poniżej 0,6 V. W moim przypadku, chociaż nie potrzebowałem, aby krzywa reakcji LOG zaczęła się poniżej tego punktu, obwód nadal musiał wyprowadzić 0-3 woltów do istniejącego obwodu, który miał mały dodatni prąd polaryzacji, więc nie byłem w stanie wyreguluj moc wyjściową do zera, nawet jeśli uziemiłem końcowy wzmacniacz OP używany jako bufor). Prawdopodobnie zastąpię quad OP wzmacniacza czymś takim jak Texas Instruments TLC274, ponieważ będąc oparty na FET,
źródło
Odpowiedzi:
Twoje 2 obwody (z dzielnikiem NPN i R) są dobrym przybliżeniem obwodu logarytmicznego. Wynika to z faktu, że gdy wejściowy opamp generuje napięcie znacznie powyżej 0,6 V, prąd w 4,7 k jest proporcjonalny do napięcia, a zatem V na NPN jest proporcjonalne do logarytmu tego prądu. 100k i 10k dają efekt mnożnika, więc w rzeczywistości twoja funkcja przenoszenia jest bliższa VOUT = K * 26mV ln (Iin / Is), gdzie Iin = (VIN-0,7) /4,7k. Trudno jest znaleźć „Is” bezpośrednio, ale jeśli zmierzysz (zgadnij) VBE przy 1 mA (powiedzmy 0,6 V), równanie można przepisać jako VOUT = K [26mV * ln (In) + 0,6], gdzie „In” jest w mA.
K to zysk z dzielnika R - przy „Contour” = 0, to 1; z „konturem” = 20 tys., to 3.
Zauważ, że obwód ten zmieni się w zależności od temperatury - jeśli NPN nagrzeje się (powiedzmy) o 30 stopni. C, co odpowiada około 10 dB redukcji głośności (podczas przechodzenia przez matematykę).
źródło