Czy ten zaciskowy dzielnik napięcia dla wejścia o wysokiej impedancji jest dobrą, solidną konstrukcją?

12

Mam wejście AC w ​​następujący sposób:

  1. Może stale wynosić od ± 10 V do co najmniej ± 500 V.
  2. Działa w przybliżeniu od 1 Hz do 1 kHz.
  3. Wymaga impedancji> 100 kΩ, w przeciwnym razie zmienia się jego amplituda.
  4. Czasami może zostać odłączony i narażać system na zdarzenia ESD.

Kiedy napięcie wejściowe jest niższe niż 20 V, muszę digitalizować przebieg za pomocą ADC. Gdy jest powyżej 20 V, mogę zignorować go jako poza zakresem, ale mój system nie powinien zostać uszkodzony.

Ponieważ mój ADC potrzebuje stosunkowo sztywnego sygnału, chciałem zbuforować sygnał wejściowy dla dalszych etapów (w tych przypadkach będę go polaryzować, zacisnąć do 0V do 5V i podać do ADC).

Dla mojego początkowego stopnia wejściowego zaprojektowałem następujący obwód, aby uzyskać bezpieczną, mocną moc wyjściową, którą mogę zasilić kolejne stopnie:

schematyczny

symulacja tego obwodu - Schemat utworzony przy użyciu CircuitLab

Moje cele to:

  1. Zapewnić> 100 kΩ impedancji na źródle.
  2. Zmień wejście ± 20 V na około ± 1,66 V.
  3. Zapewniają sztywną moc wyjściową.
  4. Bezpiecznie obsługuj ciągłe wejścia wysokiego napięcia (co najmniej ± 500 V).
  5. Obsługa zdarzeń ESD bez zrzucania dużego prądu / napięcia na szyny ± 7,5 V.

Oto moje uzasadnienie mojego projektu obwodu:

  1. R1 i R2 tworzą dzielnik napięcia, zmniejszając napięcie o 12X.
  2. W TVS reaguje dioda szybko w celu ochrony przed ESD wydarzenia na wejściu, dumpingu je do mojego mocnego podłoża, bez niczego dumping na moich (słaby) ± szyn 7.5V.
  3. TVS diody obsługuje również ekstremalną przepięcia (trwały ± 500V) przez manewrowych do ziemi. W tych przypadkach przekroczenie limitu R1 .
  4. D1 i D2 zaciskają podzielone napięcie na ± 8,5 V, więc nie potrzebuję kondensatora wysokiego napięcia dla C1 ; będąc za R1 , prąd przez nie jest również ograniczony.
  5. 12πR2C11 Hz
    C112π×1 Hz×220 kΩ=8μF
  6. fc=12πR3C2=36 kHz

Czy ten obwód jest optymalny dla moich celów? Czy mogę się spodziewać jakichkolwiek problemów? Czy są jakieś ulepszenia, które powinienem wprowadzić, czy jest lepszy sposób na osiągnięcie moich celów?


EDYCJA 1

  1. Początkowo powiedziałem, że musi to obsługiwać w sposób ciągły ± 200 V, ale myślę, że ± 500 V jest bezpieczniejszym celem.

  2. Aby dioda TVS działała bez zmian , R1 musi zostać podzielony na dwa oporniki, tutaj R1a i R1b , jak sugeruje @ jp314 :

schematyczny

zasymuluj ten obwód


EDYCJA 2

Oto poprawiony obwód, który uwzględnia dotychczas otrzymane sugestie:

  1. Zenery w zasilaczu ( @Autistic ).
  2. Rezystory prowadzące do nich ( @Spehro Pefhany ).
  3. Szybkie diody BAV199 ( @Master ; alternatywa o mniejszym przecieku do BAV99, którą sugerowała @Spehro Pefhany , aczkolwiek o maksymalnej pojemności około 2 pF zamiast 1,15 pF).
  4. Dioda TVS z przodu i uaktualniona do 500 V ( @Master ), więc obsługuje tylko zdarzenia ESD, chroniąc R1 .
  5. Zupełnie zwarte od wyjścia wzmacniacza operacyjnego do wejścia ujemnego ( @Spehro Pefhany i @Master ).
  6. Zmniejszony C1 do 10μF ( @Spehro Pefhany ); wprowadza to spadek napięcia o 0,3% przy 1 Hz, co nie jest tak dobre jak oryginalna nasadka 220μF, ale ułatwi pozyskiwanie kondensatora.
  7. Dodano 1 k rezystor R6 do ograniczania prądu do OA1 ( @Autistic i @Master ).

schematyczny

zasymuluj ten obwód

JohnSpeeks
źródło
2
Twój zacisk nie jest taki zły. Rezystor umieszczony w pozycji mówi 10K szeregowo z wejściem pos opamp i masz coś, co nie wysadzi chipa. TVS jest kosmetyczny w obecnej pozycji.
Autystyczny
Co sprawia, że ​​TVS jest tam kosmetyczny? Nie wspomniałem o tym w moim uzasadnieniu, ale zastanawiałem się również nad czymś takim, jak trwałe wejście ± 400 V. To nie jest specyfikacja, ale jeśli tak się stanie, nie chcę opodatkowywać moich szyn ± 7,5V, które pochodzą z niewielkiego zapasu. (Nie chcę też tego uszkadzać.)
JohnSpeeks 21.04.16
Nałóż zenery 8v2 na swoje maleńkie zapasy i zgub TVS i nigdy więcej nie martw się o dokładność zmniejszania wycieków.
Autystyczny
Przesunięcie przepięcia do zasilacza to straszny pomysł. Przesunąć go do ziemi i tak samo w przypadku zbyt niskiego napięcia. Możesz rozważyć urządzenie do rozładowania gazu.
user207421,
1
@EJP - Uważam, że problem manewrowania został rozwiązany w bieżącej wersji obwodu (pokazanej na końcu pytania). Istnieją wstępnie nastawione diody Zenera, które są używane do bocznikowania zarówno przepięcia, jak i podnapięcia do ziemi. Dioda TVS może oczywiście zaciskać się znacznie szybciej niż GDT, a ponieważ głównym źródłem napięć ≫ 500 V będzie ESD, wydawało się to lepszym wyborem.
JohnSpeeks,

Odpowiedzi:

3

Twoje D1 i D2 przyjmą skoki wejściowe, a nie TVS - podziel 220k na 200k + 20k i umieść 20k pomiędzy TVS a diodami.

Lub po prostu użyj zenera 4,7 V z tego węzła do GND.

jp314
źródło
Podoba mi się pomysł podziału 220K. Ma to sens dla mnie. Jak działałaby dioda Zenera? Czy nie wpłynęłoby to asymetrycznie na wejście prądu przemiennego?
JohnSpeeks 21.04.16
2
Jeden zener miałby asymetryczny wpływ na rzeczy - możesz użyć 2 zenerów w szeregu, co może być lepsze niż diody, które masz, jeśli potrzebujesz ograniczyć wkład opampa do mniejszej niż podaż.
jp314 21.04.2016
3

Nie potrzebujesz R3 / C2. Nieodwracające wejście wzmacniacza operacyjnego „widzi” R2 (20K) na ścieżce prądu stałego polaryzacji (nie 220K), więc przesunięcie będzie prawdopodobnie nieistotne, jeśli zastąpisz je zwarciem. Jeśli nalegasz na R3 / C2, zobacz poniżej obliczenia.

220K reprezentuje reaktancję pojemnościową 0,7uF przy 1 Hz, więc myślę, że mały i niedrogi (i nieszczelny) kondensator ceramiczny 10uF będzie w porządku, dodając kwadraturę około 7%, więc całkowity efekt mniejszy niż 0,3% . Jednak mogą wystąpić pewne efekty z powodu zaciskania, więc najlepiej zbadać to w zależności od tego, jak dokładnie się zachowasz . Podczas zaciskania „widzi” 20k szeregowo z zaciskiem o niskiej impedancji, więc stała czasowa jest 11 razy krótsza.

R1 ma krytyczne znaczenie dla niezawodności - praktycznie całe napięcie spada na nim - musi być typu wysokiego napięcia, przystosowanego do wszelkich przewidywanych stanów nieustalonych, zwłaszcza jeśli napięcie wejściowe pochodzi z sieci, co może oznaczać kilka kV. Vishay VR25 może być odpowiedni (ołowiowy). Nie skąp tutaj. O ile kilka ostatnich groszy nie jest ważniejszych niż niezawodność, nie jestem wielkim fanem używania wielu zwykłych rezystorów do tego celu - jedna odpowiednio oceniona część powinna być w porządku, chyba że musisz użyć dwóch odpowiednio ocenianych rezystorów szeregowo dla jeszcze większej niezawodności .

Straciłbym TVS i rozważę mocowanie albo bezpośrednio bocznikiem (takim jak para Zenera), albo diodami przełączającymi o niskiej pojemności, takimi jak para BAV99, do wstępnie obciążonych boczników, takich jak Zeners lub TL431 (z rezystorami do szyn zasilających). Ta ostatnia będzie miała znacznie mniejszą pojemność niż bezpośrednie używanie zenerów, a zatem spowoduje mniejsze przesunięcie fazowe przy 1 kHz, jeśli jest to dla ciebie ważne. Prąd zaciskania jest mniejszy niż 1 mA przy 200 V, więc nie jest to bardzo obciążające, dopóki R1 wytrzyma każdy EMF, któremu podlega. Obie opcje, które zasugerowałem, mogą z łatwością zablokować 100 mA, przynajmniej przez krótki czas.


R3 / C2 tak naprawdę nie tworzą filtra dolnoprzepustowego - R3, a pojemność wejściowa wzmacniacza operacyjnego tworzy filtr dolnoprzepustowy, a najlepiej byłoby wybrać C2, aby był znacznie większy, więc jeśli pojemność wejściowa wynosi 15 pF, możesz użyć 1 nF czy jakoś tak. Miałbyś kłopoty z samym 20K tylko, gdybyś miał bardzo nieodpowiedni wzmacniacz operacyjny (zdolny do bardzo wysokich częstotliwości), w którym wynikowe przesunięcie fazowe wpłynęło na stabilność, i oczywiście krótkie nie ma tego problemu.

Spehro Pefhany
źródło
Dwa „R2 / C2” w pierwszym akapicie miały być „R3 / C2”, prawda?
JohnSpeeks 21.04.16
@JohnSpeeks Tak, dziękuję, zmieniono. Potrzebuję większego monitora (lub lepszej pamięci).
Spehro Pefhany 21.04.16
Czy zmieniłoby to twoją opinię na temat diody TVS, gdyby prawdopodobne były długie okresy (30 sekund lub więcej) wynoszące ± 300 lub ± 600 woltów? Nie wiem dokładnie, jak wysoko idzie w sposób ciągły, ponieważ jeden przypadek został zmierzony w terenie za pomocą oscyloskopu, który obciął sygnał do ± 150 V i ekstrapolując kształt fali, którą przypuszczałem około ± 200 V, ale możliwe jest również, że może pójść wyżej. Być może powinienem zredagować pytanie, aby nadać tam wyższą wartość.
JohnSpeeks 21.04.16
2
@JohnSpeeks 600 VDC spowoduje rozproszenie 1,6 W w rezystorze 220 K, więc lepiej jest go oszacować dla kilku watów, ale wspomniane wyżej zenery lub regulatory bocznikowe mogą z łatwością obsługiwać 2,7 mA w sposób ciągły - to tylko 20 mW przy 7,5 V. Dwa oporniki VR68 1W połączone szeregowo mogą wytrzymać stan przejściowy 20 kV, a 100 mA nie jest zbyt trudne do zaciśnięcia. Diody TVS są dobre, gdy masz niską impedancję i musisz pochłonąć duży skok energii w setkach watów - nie są one szczególnie dobre w rozpraszaniu ciągłej mocy. W takim przypadku nie otwierasz drzwi do kolca, więc nie trzeba go wchłaniać.
Spehro Pefhany 21.04.16
@Sphero Pefhany ja nie zauważyłem, że dioda TVS kart katalogowych rzadko daje żadnych specyfikacji do pracy ciągłej ... Twój punkt o rozpraszanie całej R1 jest dobrze zrobione, jakie są wasze propozycje rezystorów. Teoretycznie mógłbym zwiększyć wartość R1 (i R2), aby zmniejszyć rozproszenie przez R1 (nadal używając czegoś takiego jak rezystory VR25 / VR68), ale martwiłbym się, że może to wprowadzić nowe problemy.
JohnSpeeks 21.04.16
2

schematyczny

symulacja tego obwodu - Schemat utworzony przy użyciu CircuitLab

P / N OP AMP i diody na schematach nic nie znaczą. Diody D3 D4 są albo jednym połączeniem BAV199, albo 2 bramami do kanału jFET MMBF4117. OA1 to OPA365. C3 należy wybrać, aby zapewnić wystarczająco niską częstotliwość przejścia dla filtra na C3, R1 / 2.

R2 i R3 są korzystnie precyzyjnymi rezystorami cienkowarstwowymi lub nawet dwiema częściami jednej sieci rezystorów. Określają twój dryft zerowy.

R5 musi być przystosowane do napięcia 1 kV, można stosować szeregowo szereg rezystorów 0603.

Aby być naprawdę bezpiecznym, można dodać rezystor 1 kOhm między nieodwracającym wejściem OPA365 a punktem środkowym R1 R2. Pomaga ograniczyć prąd wejściowy, jeśli coś pójdzie naprawdę źle.

Ogranicznik napięcia dużej mocy (jak dioda TVS lub warystor) jest korzystnie podłączony między WEJŚCIEM a GND. Jego napięcie wynosi około 600-800 V.

Mistrz
źródło
Będę musiał zamówić niektóre z tych części, zanim będę mógł je prototypować i porównać z innymi opcjami. Bądźcie czujni!
JohnSpeeks
Niestety część RC (ignorowanie diod i wzmacniacza operacyjnego) zsuwa sygnał wejściowy o około -1,44 dB przy 1 Hz (zmniejszając moc wyjściową o około 15%): Krzywa odpowiedzi częstotliwościowej . Zwiększenie pułapki do 10 uF naprawia to i utrzymuje dość płaską wartość do 1 Hz, ale potem zajmuje to około 30 sekund, aby naładować nasadkę przez rezystory 470k. (I oczywiście zmniejszanie tych nie działa, ponieważ ponownie
tłumi
1
Przepraszam za późną odpowiedź. Tak. to oczywiście prawda. Ale ten problem występuje przy każdym projekcie filtra dolnoprzepustowego. Dlaczego potrzebujesz C3? Może być lepszym sprzężeniem DC?
Mistrzyni
To bardzo dobra uwaga. Mógłbym zrobić to DC połączone. W mojej konkretnej aplikacji nie ma możliwości kompensacji prądu stałego, a także nie obchodzi mnie, czy sygnał wyjściowy jest odwrócony. Mogłem więc użyć wzmacniacza operacyjnego w konfiguracji odwracającej, aby dodać napięcie przesunięcia.
JohnSpeeks
1
Ok, dobrze wiedzieć! Twoje pytania są mile widziane!
Mistrz
1

Jakiego rodzaju OPA używasz? Jeśli jest to wejście FET OP AMP (prądy wejściowe poniżej 100 pA), wówczas nie potrzebujesz R3 C2. Ponadto, jeśli nie przejmujesz się przesunięciem DC, znacznie lepiej jest usunąć R3 C2.

Nie widzę żadnej wartości w diodzie TVS 30 V. Absolutnie zgadzam się z @Autistic. Możesz ustawić go równolegle do wejścia (przed R1) i zmienić na typ 500-700 V. Jego funkcją jest zatem: ochrona R1 i innej elektroniki przed naprawdę krótkimi skokami powyżej 800 V (nie wiem, czy twoja aplikacja może wpaść w tego rodzaju kłopoty).

R1 musi mieć wartość znamionową dla 1000 V lub być realizowany jako szereg rezystorów 0603 lub większych, biorąc pod uwagę przerwy izolacyjne.

Jeśli chodzi o „prawdziwy” zacisk: pomysł @Spehro Pefhany z uprzedzonego BAV199 (dwie diody o niskim wycieku w jednym pakiecie SOT) wygląda najlepiej. Nie przejmowałbym się zbytnio prądami do szyn zasilających: są one ograniczone przez 4 mA (800 V / 200 kOhm), prawdopodobnie jest to mniej niż prąd zasilający jednego OP AMP, którego używasz.

Dlaczego nie postawić R2 (uważam, że jest to dzielnik napięcia) przed C1 i zastosować bardzo duży rezystor (1 MOhm) zamiast R2 - to pozwala C1 być tak małe, jak kilka uF.

Mistrz
źródło
1
Należy pamiętać, że wejściowy prąd polaryzacji tego OPA jest tak duży, jak 1-4 nA w 70 C. Oznacza to (dla twojego projektu), że dodatkowe napięcie przesunięcia może wynosić do 200 uV, jest znacznie wyższe niż jego „nominalne” napięcie przesunięcia. Jest to powszechny problem wzmacniaczy jFET OP, nie nadają się one do wejść o wysokiej impedancji w nieco wyższych temperaturach.
Mistrz
1
Nowoczesne wzmacniacze BJT OP AMP (AD8675) mają znacznie mniejszą zmienność prądu polaryzacji w funkcji temperatury, chociaż ich prądy wejściowe są również duże (1 nA).
Mistrz
1
Jakiego zakresu napięć wyjściowych potrzebujesz?
Mistrz
1
Dlaczego nie skorzystać z Rail-to-Rail 5 V OPA? W przypadku ADC w naturalny sposób przywiera do 0-5 V. Są znacznie lepsze pod względem wydajności wejściowej niż OPA „wysokiego” napięcia.
Mistrzyni
1
Przepraszam, „zaciska się naturalnie”
Mistrz