Dlaczego komparatory mają na ogół wyższe napięcia przesunięcia niż opampy?

Muszę porównać sygnał ze stałym napięciem; zakres sygnału wynosi od 0 do 30 mV i wymagam czasu reakcji 50ns przy różnicy 250µV. Sygnał jest falą trójkątną o prędkości narastania w zakresie kilku mV / µs.

Patrząc na komparatory oferowane przez TI , zaczynają od napięcia przesunięcia 750µV, a komparatory 10ns zaczynają się od 3000µV.

Jednak patrząc na listę wzmacniaczy zaczynają się od napięcia przesunięcia 1µV, a wzmacniacze 100 MHz zaczynają się od 100µV.

Zdecydowanie zaleca się stosowanie komparatorów, a nie wzmacniaczy operacyjnych, do porównywania sygnałów, więc jedyną opcją, jaką widzę, jest wstępne wzmocnienie mojego sygnału za pomocą precyzyjnego, szybkiego wzmacniacza operacyjnego, a następnie użycie komparatora. Brzmi to jednak źle. Jeśli jest to możliwe, to dlaczego producenci chipów nie oferują tego jako rozwiązania monolitycznego?

Wysoka prędkość z niewielką różnicą jest trudna do uzyskania.

Należy pamiętać, że komparatory mają nie tylko wyższe napięcie wejściowe przesunięcia niż opampy, ale także znacznie wyższy efektywny szum, ponieważ w celu uzyskania dużej prędkości są to zwierzęta szerokopasmowe.

Oliver Collins opracował artykuł kilkadziesiąt lat temu, pokazując, że uzyskuje się znacznie lepsze wyniki, czyli mniej jitter, jeśli poprzedza się szybki komparator jednym lub kilkoma stopniami opamp o niskim poziomie szumów i niskim wzmocnieniu, każdy z filtrem jednobiegunowym na wyjściu , aby stopniowo zwiększać szybkość zabijania. Dla każdej podanej prędkości narastania sygnału wejściowego i komparatora końcowego istnieje optymalna liczba stopni, profil wzmocnienia i wybór stałych czasowych RC.

Oznacza to, że początkowe opampy nie są używane jako komparatory, ale jako wzmacniacze nachylone, a zatem nie potrzebują wyjściowej szybkości narastania lub produktu GBW, który byłby wymagany dla końcowego komparatora.

Pokazano tutaj przykład dwustopniowego wzmacniacza nachylonego. Nie podano żadnych wartości, ponieważ optymalne zależy od wejściowego tempa przełączania. Jednak w porównaniu do korzystania z samego komparatora wyjściowego prawie każdy profil wzmocnienia byłby poprawą. Jeśli użyjesz na przykład wzmocnienia wynoszącego 10, a następnie wzmocnienia równego 100, byłoby to bardzo rozsądne miejsce do rozpoczęcia eksperymentów.

^{symulacja tego obwodu - Schemat utworzony przy użyciu CircuitLab}

Oczywiście wzmacniacze spędzą dużo czasu na nasyceniu. Kluczem do zmiany rozmiarów filtrów RC jest wybór stałej czasowej, tak aby czas potrzebny wzmacniaczowi na przejście z punktu nasycenia do punktu środkowego, przy najszybszej prędkości wejściowej, został podwojony przez wybrany RC. Stałe czasowe oczywiście zmniejszają się wzdłuż łańcucha wzmacniacza.

RC są pokazane jako rzeczywiste filtry po opampie, a nie C umieszczone na oporniku wzmocnienia sprzężenia zwrotnego. Wynika to z faktu, że filtr ten kontynuuje tłumienie wysokiej częstotliwości szumu przy 6dB / oktawę do arbitralnie wysokich częstotliwości, podczas gdy kondensator w pętli sprzężenia zwrotnego przestaje filtrować, gdy częstotliwość osiągnie wzmocnienie jedności.

Zauważ, że użycie filtrów RC zwiększa bezwzględne opóźnienie czasowe między wejściem przekraczającym próg a wyjściem wykrywającym go. Jeśli chcesz zminimalizować to opóźnienie, RC należy pominąć. Jednak filtrowanie szumów zapewniane przez RC pozwala uzyskać lepszą powtarzalność opóźnienia od wejścia do wyjścia, co przejawia się jako niższy jitter.

Tylko wejściowy opamp potrzebuje wysokiej wydajności pod względem szumu i napięcia przesunięcia, specyfikacje wszystkich kolejnych wzmacniaczy można rozluźnić dzięki jego wzmocnieniu. I odwrotnie, pierwszy wzmacniacz nie potrzebuje tak wysokiej szybkości narastania lub GBW jak kolejne wzmacniacze.

Powodem tego, że ta struktura nie jest dostarczana komercyjnie, jest to, że wydajność jest tak rzadko wymagana, a optymalna liczba etapów jest tak zależna od prędkości wejściowej i wymaganych specyfikacji, że rynek byłby niewielki i rozdrobniony i nie byłby warty iść za Gdy potrzebujesz tej wydajności, lepiej zbudować ją z bloków, które można uzyskać komercyjnie.

Oto pierwsza część artykułu, w IEEE Transactions on Communications, tom 44, nr 5, maj 1996, strona początkowa 601, oraz tabela podsumowująca pokazująca wydajność, jaką uzyskujesz, zmieniając liczbę stopni wzmocnienia zbocza i wzmocnienie dystrybucja etapów. Zobaczysz z tabeli 3, że w konkretnym przypadku potrzeby wzmocnienia nachylenia 1e6, podczas gdy wydajność nadal poprawia się powyżej 3 etapów, większość ulepszeń nastąpiła już tylko w 3 etapach.

Te wzmacniacze operacyjne o bardzo niskim przesunięciu (takie jak TLC2652) mają o wiele za niskie pasmo dla tego, czego chcesz (około 2 MHz), więc realistycznie musisz porównać jabłka z jabłkami. Ponadto w arkuszu danych tego urządzenia nie określono, w jaki sposób napięcie przesunięcia wejściowego zmienia się wraz z napięciem wejściowym w trybie wspólnym. W przypadku komparatora spodziewane są duże przesunięcia w trybie wspólnym, a najczęściej napięcie przesunięcia wzmacniacza operacyjnego jest określane w idealnych warunkach sygnału.

Innym faktem jest to, że większość obwodów komparatora wykorzystuje histerezę, a to znacznie przewyższa wszelkie wspaniałe wartości napięcia przesuniętego ze względu na dodatnie sprzężenie zwrotne z wyjścia zależne od szyn zasilających.

A oto główny problem z twoim porównaniem.

Jeśli spojrzysz w dół listy TI po wybraniu Vos jako parametru filtru, pierwszym wzmacniaczem operacyjnym, który ma szerokość pasma 100 MHz lub większą, jest OPA625. Oczekiwanie, że 250 uV spowoduje pełny zwrot w 50 ns, oznacza, że ​​zysk AC przy 100 MHz musi wynosić (powiedzmy) 5 woltów / 250 uV = 20 000 lub 86 dB. Cóż, OPA625 ma wzmocnienie w otwartej pętli poniżej 0 dB przy 100 MHz.

Oznacza to, że twoje porównanie jest ponownie błędne. Dokonując porównań, musisz być realistą. Wzmacniacz operacyjny 100 MHz jest o dekady gorszy od komparatora, który może przełączać swoją moc wyjściową w 50 ns przy różnicowej zmianie napięcia wejściowego 250 uV.

Pozwala zaprojektować ten obwód. Chcesz odpowiedzi 50 nanosekund, a zatem pasmo 1 / 50nS lub 20 MHz to nasza początkowa masa ciała.

Jaka PODŁOGA HAŁASU? W przypadku niskiej częstotliwości występowania NIEAKTYWNYCH WYŁĄCZNIKÓW moc szumów musi być o 10 dB mniejsza niż szum sygnału (powoduje błędy bitowe 0,1%). Nasz całkowity zintegrowany hałas musi wynosić 250uV / 10dB lub 250uV / 3.16 lub 80 mikroVolts RMS. W 20 MHz BW.

Aby znaleźć gęstość szumu (a tym samym dozwolony Rnoise), dzielimy 80uV przez sqrt (bW) lub 80u / sqrt (20 000 000) lub 80u / 4500 lub 18 nanoVolts / rtHz. Ponieważ 1Kohm wynosi 4nanoVolts / rtHz, możemy użyć wartości Rnoise wynoszącej 20 000 omów.

Sugeruję szerokopasmowy wzmacniacz RCA / Harris CA3011 z 3 różnicowymi stopniami wzmocnienia. Arkusz danych mówi, że (zwykle) ograniczy on wejście o wartości 600 mikrowoltów, a to wyjście o ograniczonej częstotliwości / fali kwadratowej jest z pewnością odpowiednie do sterowania szybkim komparatorem. Z arkusza danych wynika, że ​​NoiseFigure ma 9 dB przy 4,5 MHz, biorąc pod uwagę skok wejściowy 1: 2 (rezonator PI) od 50 omów.

A teraz o niepewnym napięciu przesunięcia .....