Wydaje się, że nie brakuje takich obwodów, które próbują użyć R2R jako przetwornika cyfrowo-analogowego i op. amp. jako bufor wyjściowy. Ma to dla mnie sens, więc postanowiłem spróbować je zbudować.
Zbudowałem nieco prostszy obwód
symulacja tego obwodu - Schemat utworzony przy użyciu CircuitLab
Obwód ten wykorzystuje pojedynczy wzmacniacz operacyjny z LM324 pracujący z wzmocnieniem jedności. Pozostałe 3 w pakiecie pozostają niepołączone. Jest zasilany z +12 VDC na szynie dodatniej, która pochodzi z zasilacza stołowego.
Rezystory „4.4k” (2R) to tak naprawdę tylko dwa rezystory 2,2k szeregowo.
D1-D4 działają na atmega328p, używając napisanego przeze mnie cyfrowego syntezatora wavetable. Nie będę o tym tyle mówił, ale mikrokontroler działa z +5 VDC, więc każda linia ma wartość 0 lub 5 VDC.
R13, Q1 i R14 były po prostu tak, że obwód napędzał jakieś rzeczywiste obciążenie świata. Tranzystor działa jak wzmacniacz odwracający.
Pierwotnie pominąłem R10 i R12. Mam takie wyjście.
- CH1 - żółty - wyjście przetwornika cyfrowo-analogowego
- CH2 - niebieski - wyjście op. amp.
Przy tej częstotliwości było to całkiem rozsądne.
- CH1 - żółty - wyjście przetwornika cyfrowo-analogowego
- CH2 - niebieski - wyjście op. amp.
To dość nieoczekiwanie wytwarza falę trójkątną przesuniętą w fazie.
W tym momencie dodałem R10 i R12.
- CH1 - żółty - nieodwracający wkład op. amp.
- CH2 - niebieski - wyjście op. amp.
To obniżyło napięcie wyjściowe o połowę, ale skutkowało bardziej dokładnym wyjściem. Tę różnicę teoretycznie można uzupełnić za pomocą wzmocnienia w op. amp.
Jednak nadal nie działa na wyższych częstotliwościach.
- CH1 - żółty - nieodwracający wkład op. amp.
- CH2 - niebieski - wyjście op. amp.
W tym przypadku nie tylko wytwarza fazową falę trójkątną, ale tak naprawdę nigdy nie dochodzi do +2,5 VDC ani z powrotem do ziemi.
Oto fizyczny strzał konfiguracji:
Ponieważ używam zworek i płyt chlebowych, powinna istnieć górna granica praktycznej częstotliwości, którą mój DAC może wytwarzać. Jednak ~ 60 KHz mój zakres nie powinien stanowić większego problemu. Karta danych dla LM324 wydaje się sugerować, że 1 MHz jest praktyczną górną granicą dla op. amp. na zysk jedności. Pokazany kształt fali wyjściowej wygląda jak tranzystory wewnątrz op. amp. są nasycone lub podobny efekt. Nie wiem wystarczająco dużo o wzmacniaczach operacyjnych.
Czy mogę wprowadzić zmiany w obwodzie, aby uzyskać dokładne odwzorowanie sygnału wejściowego na wyjściu wzmacniacza operacyjnego od prądu stałego do 60 kHz?
Arkusz danych, którego szukałem dla LM324:
źródło
LM324 to stara i wolna OPA. Ma ograniczoną „szybkość narastania”, nie większą niż 0,5 V / us, co nie pozwala na śledzenie zmian sygnału o dużej amplitudzie szybciej niż 1 MHz, jak stwierdzono w swoim własnym eksperymencie.
Nic nie możesz zrobić, aby poprawić szybkość zabijania. Musisz zdobyć szybszy wzmacniacz operacyjny.
źródło
Zamiast tego wypróbuj ten arkusz danych .
Patrz Tabela 6.8 - Warunki pracy na stronie 7.
Pierwszym parametrem w tabeli jest „Szybkość opadania przy wzmocnieniu jedności”.
Mówi ci to, jak szybko wyjście opampa może się poruszać, a dla tego LM324 wynosi 0,5 V / μs - i to prawie bez obciążenia (1MΩ || 30pF).
Z pomiarów zakresu wydaje się, że widzisz około 0,2 do 0,25 V / μs - nie jest to całkowicie nieuzasadnione przy obciążeniu.
źródło
Ogólna zasada jest taka, że pełna szerokość pasma wzmacniaczy operacyjnych (górna granica) wynosi około 10% lub mniej częstotliwości wzmocnienia jedności. Pomyśl o tym.
Wzmocnienie jedności oznacza, że osiągnięto częstotliwość, w której wzmocnienie jest w najlepszym razie równe jedności, niezależnie od warunków testowych określonych przez producenta. To NIE jest również pełna moc wyjściowa. Oznacza to po prostu Vout = Vin o wartości znacznie mniejszej niż pełna moc.
Tranzystor z hFE 100 przy 100 KHZ i pełnym wahaniu napięcia może wytwarzać 1 wolt pp przy 1 MHZ, z wejściem 1 wolt pp. To najlepsze, co może zrobić.
Termin „zysk jedności” jest nieco mylący, ponieważ implikuje zysk użyteczny, ale tak naprawdę jego zysk osiągnął swój limit. Aby uzyskać pełną moc wyjściową z określonym wzmocnieniem, należy przyjąć 10% wzmocnienia jedności jako punkt wyjścia.
Niektórzy producenci opracowują szczegółowe szczegóły z wykresami wzmocnienia w zależności od częstotliwości i obciążenia itp. Przeczytaj te szczegóły, jeśli znajdują się w arkuszu danych, a pomogą wyjaśnić, gdzie można oczekiwać użytecznego zysku przy pełnej mocy - lub nie.
źródło
Wypróbuj ten obwód tranzystorowy
symulacja tego obwodu - Schemat utworzony przy użyciu CircuitLab
Ze standardową sondą 10-krotną w Vout (około 13pF) uzyskasz przepustowość około 3 nanosekund (50 000 000 herców). Dostosuj R9, aby kontrolować wyjściową wartość napięcia wyjściowego.
Możesz zwiększyć R3 do 220 lub 330 lub 430 omów; przy wyższych wartościach rezystancji pojemność podstawy kolektora wzrośnie, gdy Vout znajdzie się w pobliżu 1,0 V i zobaczysz wolniejsze osiadanie. W ten sposób powstaje nieliniowe zachowanie o wysokiej częstotliwości (zniekształcenie drugiej harmonicznej), a otrzymasz intermodulację suma / różnica. Mając tylko 4 bity, wątpię, że będzie to dla ciebie problem. Ale możesz skalować jeszcze kilka oporników, do 6 lub 8 bitów, i zasilać wstępnie przetworzonymi przebiegami sumy sinusoidów, a następnie zbadać FFT na analizatorze lunety lub spektrum.
Zwiększenie wydajności: jeśli możesz przesunąć spód 2 rezystorów: R1 i R9, do -0,2 woltów, wówczas twoja liniowość poprawi się, prawdopodobnie wykrywalna dla dużych bitów #. Zauważ, że ładowanie linii wejść logicznych nie jest spójne, a to również powoduje nieliniowości.
Korzystanie ze sterowania prądem różnicowym, być może z dwubiegunowymi źródłami prądu i przełącznikami diodowymi używanymi do sterowania, zmniejsza nieliniowość. W pewnym momencie drogo zbudowałeś DAC08 z Precision Monolithics Corp, ale z pasmem od 20 MHz do 50 MHz. Sprawdź ten arkusz danych.
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/dac0800.pdf
źródło