Problem stabilności w opAmp dla wzmocnienia jedności

W ramach kontrolowanego zasilacza do testowania sprzętu w pętli dla projektu kierowanego przez studenta musiałem opracować bufor prądu (podajnik napięcia), który mógłby zasilać do 1 A.

Miałem (zły) pomysł zaimplementowania tego prostego obwodu:

PMOS wewnątrz pętli sprzężenia zwrotnego działa jak falownik (więcej V_gate, mniej V_out) i dlatego pętla zamyka się w dodatnim zacisku opAmp zamiast ujemnego.

W laboratorium ustawiłem VREF = 5 V i VIN = 7 V. Powinienem wtedy uzyskać 5 V przy VOUT, ale otrzymuję to wyjście poza kontrolą VOUT:

I to jest sygnał sterujący (wyjście opAmp, podłączone do bramki MOSFET)

Znajduję podobne zachowania pod różnymi VREF, VIN i Rloads. Zauważ też, że wyjście opAmp nie jest nasycone do żadnej z szyn.

Zakładam, że wzmocnienie pętli jest zbyt duże, aby utrzymać stabilność opAmp.

Mam pewne doświadczenie w systemach sterowania i wzmacniaczach, ale nie wiem, jak je zastosować, aby rozwiązać tę sytuację ...

Czy można zastosować sieć z przesunięciem fazowym w celu ustabilizowania pętli?

Byłbym wdzięczny zarówno za „szybkie hacki”, jak i edukacyjne odpowiedzi!

To jest naprawdę proste - użyj FET kanału N i miej go jako obserwatora źródła. Możesz nawet użyć BJT. Poniższy ma zysk dzięki sprzężeniu zwrotnemu 3k3 i 1k do ziemi od -Vin. Jeśli nie chcesz wzmocnienia, podłącz wyjście bezpośrednio do -Vin i pomiń 1k.

Bufor wzmocnienia jedności na wyjściu wzmacniacza operacyjnego jest obserwatorem emitera lub obserwatorem źródła. To proste - sprzężenie zwrotne z emitera / źródła z powrotem do odwracającego wejścia wzmacniacza operacyjnego.

Dodatkowo, ponieważ napięcie źródła / emitera „podąża” za sygnałem wyjściowym wzmacniaczy operacyjnych, efekty obciążenia bramki / bazy są minimalne, dlatego przy użyciu MOSFET-u nie musisz się martwić o pojemność bramki.

Pomyśl o tym rozsądnie - Analog Devices, TI lub MAXIM z LT - ich zespół marketingowy nie obudzi się pewnego ranka i powie swoim projektantom - dlaczego nie możesz zaprojektować wzmacniacza operacyjnego, który pozwala komuś dodać etap wzmocnienia i spodziewaj się, że będzie stabilny. Gdyby to zrobili, projektanci powiedzieliby, że musieliby zmniejszyć wydajność wzmacniacza operacyjnego, aby był stabilny - tak jak ten wzmacniacz operacyjny konkurowałby na rynku ze wszystkimi wzmacniaczami operacyjnymi, które przemierzają rozsądną drogę i buduj to, w czym są dobrzy.

Twój wzmacniacz operacyjny oscyluje, ponieważ wzmocnienie w otwartej pętli jest większe niż 1 przy częstotliwości, przy której przesunięcie fazowe wynosi 180 °.

Wzmacniacz operacyjny w twoim obwodzie napędza prawie całkowicie pojemnościowe obciążenie - bramkę MOSFET-a.

Istnieje wiele możliwych sposobów rozwiązania tego problemu za pomocą dobrze umieszczonego rezystora lub kondensatora. Najlepiej zastosować rezystor szeregowy lub równoległy bocznik RC lub parę RC sprzężenia zwrotnego - wszystko zależy od konkretnego obwodu.

Więcej informacji na ten temat można znaleźć w tym doskonałym artykule Analog Devices .

UWAGA: Ten post został szeroko edytowany, aby dodać głębi i przejrzystości. Podczas komponowania oryginalnej odpowiedzi wzięto pod uwagę wiele szczegółów, które nie zostały uwzględnione, aby wszystko było krótkie. Tutaj skóra jest odrywana z procesu diagnostycznego i rozwiązania, aby pokazać, co dzieje się pod powierzchnią i dodać substancję. Potraktuj to jako rodzaj analizy. Pierwotną odpowiedź pozostawiam nietkniętą w celu wprowadzenia przezroczystych zmian, dodając szczegóły w starym tekście i po nim.

$C_{\text{iss}}$

Komentarz redakcyjny na temat diagnostyki:

Skąd pochodzi ten biegun 20 kHz?

$C_{\text{gs}}$$R_{\text{14}}$$R_g$

$F_p$$\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$

$C_{\text{gd}}$$g_{\text{fs}}$$R_{\text{14}}$). Wykonaj szybką sumę przesunięcia fazowego pętli, aby zobaczyć, że w najlepszym przypadku można oczekiwać 45 stopni marginesu fazowego przy 20 kHz (LM358 -90, IRF9530 -180 -45 = -315 stopni). Już przy 20 kHz margines fazowy jest co najmniej minimum, jakie kiedykolwiek chciałbyś zobaczyć w swojej pętli, wynoszącym 45 stopni i prawdopodobnie mniejszym niż to. OK, jak dotąd jest to całkowita SWAG. Jest to naukowe, ponieważ użyłem kalkulatora naukowego do mnożenia i dzielenia, i jest to szalone przypuszczenie, ponieważ jeszcze nie spojrzałem na arkusz danych dla IRF9530 i nie odświeżyłem mojej pamięci LM358 Zo. Daje szybki wskaźnik prawdopodobnego źródła problemu dla obwodu OP.

Szukasz najprostszych pomysłów na poprawę sytuacji:

Najpierw próbował zapewnić proste rozwiązanie dla oryginalnego obwodu, czego rezultatem były dwa wypunktowane stwierdzenia poniżej. Oba podejścia do pomocy zespołowej nie mogą być podjęte wystarczająco daleko, aby wprowadzić jakąkolwiek znaczącą różnicę. Lekcja tutaj (którą powinienem już znać) nigdy nie zapewnia rozwiązań wspomagających zespół, ponieważ nie są one warte zachodu. Istnieją oczywiście sposoby naprawy pierwotnego podejścia, ale są one bardziej fundamentalne i skomplikowane.

$V_{\text{th}}$

Kilka uwag na temat obwodu, które zasugerowałem:

• R1 w szeregu z bramą to tylko wygoda. Bardzo często w takich obwodach konieczne jest izolowanie bramki do rozwiązywania problemów lub testowania. Wyskakiwanie opornika to 5 sekundowa operacja. Podnoszenie ołowiu TO-220 jest znacznie mniej wygodne, zrób to więcej niż kilka razy, a możesz nawet podnieść podkładkę. Jeśli używasz części do montażu powierzchniowego, bez opornika będziesz musiał usunąć FET.

• Pokazuję rezystor 1kOhm dla R15. Naprawdę jednak, biorąc pod uwagę impedancję wyjściową LM358, nie użyłbym niczego mniejszego niż 10kOhm ... a nawet mógłby osiągnąć nawet 50kOhm.

Możesz spróbować:

• Obniżenie impedancji wyjściowej wzmacniacza (dużo) poprzez dodanie bufora śledzącego emiter na wyjściu wzmacniacza.
• $C_{\text{iss}}$

Ponieważ wejście + wzmacniacza jest używane jako punkt ujemnego sprzężenia zwrotnego, skomplikowane rzeczy. Zwykle chciałbyś użyć OpAmp jako integratora z kondensatorem sprzężenia zwrotnego od wyjścia OpAmp do wejścia. W ten sposób można kontrolować punkt podziału wzmacniacza, aby utrata fazy spowodowana pojemnością FET była nieistotna lub kompensowana.

Możesz zacząć od czegoś takiego:

Wybierz wartość dla C10, która powoduje, że wzmocnienie wzmacniacza przekroczy zero wzmocnienia przy 1kHz lub mniej dla stabilności. Korzystając z FET, nie będziesz w stanie uzyskać więcej niż około 3 V przy dowolnym obciążeniu na wyjściu. W takim przypadku należy rozważyć użycie BJT lub wyższej wersji Vin.

Komentarz redakcyjny o źródłowym rozwiązaniu obserwującym:

Oto jak myślałem o podstawowym rozwiązaniu projektowym.

Co wiemy o tym, co svilches próbuje zrobić ze swoim obwodem? Cóż, chce użyć 7 V, aby zapewnić napięcie do 5 V z obciążeniem do 1 A, i chce, aby napięcie wyjściowe śledziło napięcie sterujące (które nazywa napięciem odniesienia). Zasadniczo chce liniowego, regulowanego zasilacza wykorzystującego opamp LM358 do kompensacji błędów pętli, a jest tylko 2 wolna wolna przestrzeń (to będzie problem dla LM358).

Nie wiemy, jaki rodzaj modulacji będzie kontrolował odniesienie. Czy będzie to rampa, sinus, a może modulacja impulsu lub kroku? Krok jest najgorszy, chociaż jeśli planujesz, nie jest to aż tak wielka sprawa, więc wyobraź sobie, że dane wejściowe poruszają się krokami.

$C_o$

Dwa podstawowe sposoby:

Zrekompensuj, aby wspólny obwód źródła był stabilny, lub przełącz się na obwód śledzący źródła. Pierwsza opcja ma wiele zalet, ale jest bardziej skomplikowana i szukałem najszybszego i najmniej skomplikowanego rozwiązania. Druga opcja, obserwator źródła jest prostszym projektem, ponieważ jest ograniczony. Przez ograniczenie rozumiem zmianę z elementu przejściowego, który buforuje prąd i ma wzmocnienie napięcia na taki, który buforuje prąd i ma (z wyjątkiem szczególnych okoliczności określonych przez elementy pasożytnicze) wzrost napięcia jedności. Zaletą wspólnego obwodu źródłowego jest to, że jest to rozwiązanie o niskim spadku, które tracisz za pomocą wzmacniacza wtórnego źródła. Tak więc prostym miejscem do rozpoczęcia jest obserwujący źródło.

Problemy z używaniem etapu mocy obserwatora źródła:

• $V_{\text{th}}$$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$
• $V_{\text{gs}}$$\beta$$V_{\text{ce}}$2 V. Ten poziom mocy kanału P cały czas wygląda coraz lepiej, ale będziemy nadal podążać za obserwatorem źródła. Uwaga dodatkowa na temat LM358: National Semiconductor lubił ten wzmacniacz na tyle, aby umieścić go w co najmniej 3 liniach produktowych LM124 (quad) LM158 (dual) i LM611 (single z odniesieniem). Arkusze danych dla LM124 i LM158 nie są zbyt jasne na temat wydajności w pobliżu zwrotnicy, ale arkusz danych LM611 jest świetny ... patrz zwłaszcza rysunki 29, 30, 35 i 36. Och, a kiedy jesteś w arkuszu danych LM611, masz spójrz na te przykładowe obwody, które mają czapki integratora wokół OpAmp.

$V_{\text{th}}$

$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$

$C_{\text{gd}}$

Kiedy zysk spada przy 20dB / dekada, faza wynosi 90 stopni, jeśli najbliższy prosty biegun znajduje się w odległości dekady. Prosty biegun spowoduje przesunięcie fazowe o 90 stopni w ciągu 2 dekad, z centralnym przesunięciem o 45 stopni na biegunie.

$C_{\text{gd}}$wynosi 150 pF, co spowoduje przesunięcie efektywnej częstotliwości bieguna z powrotem o około 1,5 oktawy (tak naprawdę 1,6 oktawy, ale po co spierać się o 0,1 oktawy). 1,5 oktawy jest warte około 20 stopni przesunięcia fazowego, więc teraz wzmacniacz ma tylko 25 stopni marginesu fazowego. Jeżeli 45 stopni marginesu fazowego spowoduje przekroczenie o 1,3, to ile przekroczenia można oczekiwać przy 25 stopniach marginesu fazowego?

Oto wykres przekroczenia kroku w stosunku do marginesu fazy w otwartej pętli dla wzmacniacza sprzężenia zwrotnego wzmocnienia jedności.

Zlokalizuj 25 stopni marginesu fazowego na wykresie i sprawdź, czy odpowiada przekroczeniu około 2,3. W przypadku tego obwodu śledzącego źródła wykorzystującego IRF520 można oczekiwać, że skokowy sygnał wejściowy o wartości 100 mV przy napięciu odniesienia spowoduje przekroczenie 230 mV w stosunku do jego odpowiedzi 100 mV. To przeregulowanie zamieniłoby się w dzwonienie przy około 500 kHz przez dłuższy czas. Impuls prądowy na wyjściu miałby podobny efekt dużego przeregulowania, a następnie dzwonienia przy około 500 kHz. Dla większości ludzi byłby to niedopuszczalnie kiepski występ.

Jak można zmniejszyć to dzwonienie? Zwiększ margines fazy. Najprostszym sposobem na zwiększenie marginesu fazowego jest dodanie osłony integratora wokół wzmacniacza wewnątrz pętli sprzężenia zwrotnego jedności. Margines fazowy większy niż 60 stopni wyeliminowałby dzwonienie, a można to uzyskać, zmniejszając wzmocnienie Opampa o około 6dB.

Prawdopodobny scenariusz

$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gs}}$. Obciążenie pojemnościowe na wyjściu Opamp zacznie rosnąć od 150pF, w kierunku 500pF. Dzwonienie z dodatkową pojemnością u źródła pogorszy się. Użytkownikowi też się to nie spodoba i spróbuje jeszcze większej pojemności, aby załadować źródło. Gdy pojemność źródła osiągnie 1uF, obwód najprawdopodobniej nie będzie już dzwonił ... będzie oscylował.

Ponieważ oczekuję, że do wyjścia obwodu zostanie dodana pojemność, zmieniłbym rozmiar czapki integratora, aby obniżyć wzmocnienie pętli o około 20 dB.

Zakładając, że problemem jest obciążenie pojemnościowe (bramka MOSFET), niektóre pomysły są następujące:

1. We wzmacniaczach audio klasycznym podejściem do obrony przed obciążeniami pojemnościowymi jest włączenie cewki wyjściowej, często szeregowo z rezystorem. Pomysł, o którym należy pamiętać: nie zapomnij o cewkach jako sposobie izolacji od pojemności.

2. Czy zauważyłeś kiedyś, że arkusze danych liniowych regulatorów napięcia zawsze zalecają kondensator obejściowy na wyjściu? Pomaga to w obciążeniu pojemnościowym. Choć wydaje się to paradoksem, powodem jest to, że celowo umieszczony kondensator ma wyższą pojemność, która tłumi małą pojemność obciążenia, tworząc w ten sposób dominujący biegun o niższej częstotliwości. Wypróbuj kondensator od wyjścia wzmacniacza operacyjnego do masy, od 0,1 uF do 1 uF.

3. Ponieważ używasz wejścia + do ujemnego sprzężenia zwrotnego, istnieje duża możliwość w tym obwodzie, aby dodać kompensację Millera w postaci bardziej lokalnej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego: kondensator podłączony zamiast wyjścia wzmacniacza operacyjnego do wejścia -, zamiast tego do ziemi.

4. Twój poziom wyjściowy jest wspólnym źródłem, więc zyskał! Wzmacniacz operacyjny ma już mnóstwo wzmocnienia w otwartej pętli, a ty dodajesz więcej do pętli. Rozważ etap wyjściowy, który nie dodaje już żadnego wzmocnienia: zobacz odpowiedź Andy'ego Aki.

Uwaga: poniższy akapit jest nieco niepoprawny w tym sensie, że twój pomysł może (i działa) z pewnymi poprawkami i wieloma produktami, w szczególności LDOS z PMOS; zobacz następny materiał. Zostawiam ten akapit tutaj, ponieważ LvW odpowiedziała na to.

Cóż, obciążenie pojemnościowe jest trudnym problemem do rozwiązania nawet w prawidłowo skonfigurowanym obwodzie, ale w twoim obwodzie [zgodnie z rysunkiem] przekazujesz opampowi pozytywne informacje zwrotne! Będzie to oscylować jak szalone nawet w symulacji ... z tym samym przewidywanym 5Vpp. Tak, kształt oscylacji jest nieco inny w symulacji, ale czego oczekujesz ... bez pasożytów, a LM358 ma raczej podstawowy model SPICE.

@LvW: Muszę trochę więcej zastanowić się nad tym, co dokładnie się stanie, ale zobacz też zaktualizowany wykres z wykreślonym Vgate. Najwyraźniej nigdy nie osiąga 5 V, więc opamp nigdy nie widzi rzeczywistych ujemnych sprzężeń zwrotnych, jak to rzekomo robi. Więc opamp działa w zasadzie jak komparator. Jest także przesunięcie fazowe między tymi dwoma sygnałami, ale nie jestem przekonany, że to jest przyczyną oscylacji, raczej myślę, że to „z założenia”. Próbowałem dodać jakiś duży rezystor (1K, a nawet 10K) do bramki i nadal oscyluje tak samo.

Zasadniczo próbujesz zaprojektować PMOS LDO ! Ale robisz to całkiem źle. Musisz to zrekompensować za pomocą bocznika o odpowiednim rozmiarze i ESR! Ponadto LDO PMOS przeprowadziłoby sprzężenie zwrotne przez dzielnik napięcia. Oto mój amatorski projekt LDO:

Jak zwykle w przypadku PMOS LDO, limit wyjściowy ESR jest krytyczny i musi mieścić się w określonym paśmie. Zobacz na przykład, co się stanie, jeśli go obniżę; zaczyna oscylować:

Jeśli ESR jest zbyt wysoki, znów masz kłopoty; cóż, dla tego obciążenia musi być całkiem wysokie, zanim oscyluje po drugiej stronie bezpiecznego pasma:

W rzeczywistości jedynym krytycznym elementem jest ten limit kompensacyjny. 10UF z 0.1ohm ESR wydaje się działać dla dość dużego zakresu obciążenia od 1K do 5 omów (co dałoby pożądany sygnał wyjściowy 1A):

Z tego ograniczenia oczywiście wynikałoby ograniczenie przepustowości.

Twój opamp nie jest stabilny prawdopodobnie dlatego, że napędzasz obciążenie pojemnościowe (pojemność bramki). Usuń C10 i obniż wartość R15 do kilkudziesięciu omów. Możesz także spróbować użyć innego opampa. Arkusz danych LM358 mówi:

Obciążenia pojemnościowe przykładane bezpośrednio na wyjście wzmacniacza zmniejszają margines stabilności pętli. Wartości 50 pF można uwzględnić przy użyciu najgorszego przypadku nieodwracającego wzmocnienia. Duże wzmocnienia w pętli zamkniętej lub izolacja rezystancyjna powinny być stosowane, jeśli wzmacniacz musi sterować większą pojemnością obciążenia.

Pojemność wejściowa IRF9530 wynosi 500pF, więc zdecydowanie musisz umieścić mały rezystor między wyjściem opampa a bramką MOSFET.